謹製　ヘッドホンアンプ

謹　製

ヘッドフォンアンプ

・またヘッドフォンアンプを作ってみる。今回はお遣いものである。・自分で使うのであればインピーダンス３００ΩのＨＤ６００をベースに考えれば良いわけだが、お遣いものとなればもっと低インピーダンスのヘッドフォンが使われることを想定しなければならない。まぁ、普通に３０Ω、場合によってはそれ以下のインピーダンスのヘッドフォンがつながれることを想定する必要がある。・となると、最近作った自家用ヘッドフォンアンプのような１段差動ベースではゲイン不足の感なきにしもあらず。なので、２段差動アンプで考えるべきか。・と、色々と考えてこういう回路である。・折角２段差動アンプを採用するのであれば、その特徴、能力を最大限発揮させるものにしたい。から、２段目にはカスコード回路とウィルソン型カレントミラーを付加して２段目のｇｍをフルに使い、そのＰＰ出力を終段プッシュプルダーリントンエミッタフォロアに引き渡す。・で、結局は、まぁ、ごく普通の回路。（爆）　Ｋ式ＧＯＡ最終形の回路そのもののようにも見える。が、ＧＯＡ抵抗は付けていないのでそもそもＧＯＡとは言えない。し、初段の動作点が２．８ｍＡと大きく、その分ドレイン抵抗が小さいなどの違いもある。どちらかといえばＬＨ００３２に近いか。・なお、２段目差動アンプ左側にも２０ｐＦの位相補正Ｃを付けてある。いにしえのＧＯＡの場合はここに右側の半分のＣを付けるものだった。が、今回、慎重にヒヤリングした結果、この場合は右側の倍のＣを付けるのが音的に良い。ということを発見したのである。・と、言うのは嘘で（＾＾；、この２０ｐＦがないと１０ＭＨｚ以上の高域でオープンゲインの減衰カーブが緩やかになってＮＦＢ的に不安定方向になるのだが、それをこの２０ｐＦのＣで防げる。と、ＬＴＳｐｉｃｅが占うのでこうしたもの。

・初段の動作点は２．８ｍＡ。なのでその裸のｇｍは規格表から２．８ｍＳ。オフセット調整用の抵抗によって電流帰還が掛かるので、初段のｇｍ１＝２．８／（１＋２．８＊０．１）≒２．２ｍＳ。初段の負荷はドレイン抵抗５６０Ωと２段目の入力抵抗の並列合成値Ｒaだが、２段目動作点が５．３ｍＡなのでそのｇｍ２≒４０×５．３＝２１２ｍＳ、そのｈｆｅを３００としてｈｉｅ＝３００／２１２≒１．４ｋΩ。なので並列合成値Ｒa＝４００Ω。従って、初段のゲインＡ１は、２．２ｍＳ×０．４ｋΩ＝０．８８倍（△１．１１ｄＢ）。差動アンプなので本来その１／２だが、２段目でＰＰ合成され２倍になるのでこのままにする。・２段目のゲインは２段目のｇｍ２（＝２１２ｍＳ）×その負荷抵抗値だが、２段目の負荷は、低域では、２段目カスコードアンプの出力抵抗とウィルソン型カレントミラーの出力抵抗、そして終段ダーリントンエミッタフォロアの入力抵抗の並列合成値Ｒb。ダーリントンエミッタフォロアの入力抵抗はダーリントン前後段ＴＲのｈｆｅを各１００として無負荷時は（６．８ｋ＋０．６８ｋ）×１００×１００≒７５ＭΩ、ウィルソン型カレントミラーの出力抵抗は電流帰還が掛かってエミッタ接地の場合の出力抵抗×ｈｆｅ／２程度らしいので、２ＳＣ２２４０の規格表からエミッタ接地の場合の出力抵抗をまぁ３０ｋΩ、ＢＬランクなのでｈｆｅ＝５００として、３０ｋΩ＊５００／２＝７．５ＭΩ。カスコード回路の２ＳＡ９７０の出力抵抗の計算はまともに考えると難かしそうなので、下左図の回路でＬＴＳｐｉｃｅで占ってみると下右図のとおりで、その出力抵抗は４．４ＭΩ。なのでＲｂ＝２．６７ＭΩ。したがって２段目のゲインＡ２は、低域で２１２ｍＳ×２．６７ＭΩ＝５６６，０４０倍≒１１５ｄＢ。・そして終段の電圧ゲインは１倍なので、結果オープンゲインは低域でＡ１×Ａ２＝０．８８×５６６，０４０＝４９８，１１５倍≒１１４ｄＢ。

・高域については、２段目のＢ－Ｃ間の位相補正Ｃによるミラー効果で、その電圧ゲインはＡ２／（１＋２πｆ（１＋Ａ２）ＣＲa）になるので、オープンゲインはＡ１＊Ａ２／（１＋２πｆ（１＋Ａ２）ＣＲa）。この場合Ａ２が大きく、ｆも大きく（要するに周波数が高く）なるほどにＡ１＊Ａ２／（１＋２πｆ（１＋Ａ２）ＣＲa）≒Ａ１／２πｆＣＲaとなり、さらにＡ１＝ｇｍ１＊Ｒaなので、結局高域のオープンゲイン＝ｇｍ１／２πｆＣである。すなわち、高域のオープンゲインは、初段のｇｍ１×２段目位相補正Ｃのインピーダンス　のみで決まる。だからここの位相補正コンデンサーには出来るだけ良いものを使いたい。ということになる。・で、高域のオープンゲインはｇｍ１／２πｆＣで計算しても、今回の回路ではＡ２が概算５６６，０４０倍もあるので１ｋＨｚ以上では殆ど誤差はない。が、エクセルが簡単に計算してくれるのでＡ１＊Ａ２／（１＋２πｆ（１＋Ａ２）ＣＲa）で計算してみると、１Ｈｚで１１４ｄＢ、１０Ｈｚで１１３ｄＢ、１００Ｈｚで１０６ｄＢ、１ｋＨｚで９０ｄＢ、１０ｋＨｚで７１ｄＢ、１００ｋＨｚで５１ｄＢ、１ＭＨｚで３１ｄＢ、１０ＭＨｚで１１ｄＢ、１００ＭＨｚで－９ｄＢとなる。　・利得交点周波数は当然１ｋＨｚ以上であることが想定されるのでＡ＝ｇｍ１／２πｆＣで計算してＡ＝１／βになる周波数なので、そのｆ＝ｇｍ１＊β／２πｃ＝０．００２２＊０．０９１／（６．２８＊０．００００００００００１）≒３．１９ＭＨｚとなる。私のような素人にはこれが３ＭＨｚ以下であることが望ましい。と言われているのでちょっと高いのだが、まぁこの程度ならいいか。（＾＾；　なので、位相補正Ｃ＝１０ｐＦも初段のｇｍ１の設定もこれでいく。・で、そうするとスルーレートは５．６ｍＡ／１０ｐＦ＝５６０Ｖ／ｕＳが見込めることになる。と言っても、別にスルーレートが大きいと音が良いと言っている訳ではない。（爆）・と、概略計算されるのだが、どうか。ＬＴＳｐｉｃｅで占ってみる。・そのオープンゲイン（赤）は１００Ｈｚ以上については殆ど計算どおりである。最低域は計算よりやや少なく１１０ｄＢという占い結果。だが、まぁこんなものだろう。

・インピーダンスの低いヘッドフォンアンプが負荷になった場合にはどうなるのか。は、当然計算すれば出る。が、面倒なので、ＬＴＳｐｉｃｅでアンプの負荷を３Ω、３０Ω、３００Ω、３ｋΩ、３０ｋΩとパラメトリックに変化させた場合のゲイン＆位相－周波数特性を観る。

・オープンゲイン（赤）は下から負荷３Ω、３０Ω、３００Ω、３ｋΩ、３０ｋΩの場合で、３ｋΩ、３０ｋΩの場合のオープンゲインは殆ど重なっている。・で、負荷３Ωでも低域で７２ｄＢのオープンゲインがある。終段の電流供給能力さえ十分ならばスピーカーも鳴らせると思われる結果だ。から、ヘッドフォン用としては十二分だろう。・また、ループゲイン（青）で明らかだが、負荷のインピーダンスの低下はＮＦＢ的により安定方向に働く。・ので、これで良いのではないだろうか。（＾＾）


・と言うわけで、実機を組んでみる。・位相補正コンデンサーには出来るだけ良いものを使いたい。ということでＳＥコン。

・その回路はこう。・要するにシミュレートした回路に同じである。


・で、早速その動作が適切かどうかを方形波応答で確認する。・上から１０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ、５００ｋＨｚ、１ＭＨｚの方形波応答で、左はＬＴＳｐｉｃｅの占い波形、右が実機の応答波形。・入力は１Ｖｐ－ｐであり、どの写真も下の波形が入力波形、上の波形が出力波形。
１０ｋＨｚ	１０ｋＨｚ　無負荷　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

１００ｋＨｚ	１００ｋＨｚ　無負荷　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

５００ｋＨｚ	５００ｋＨｚ　無負荷　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

１ＭＨｚ	１ＭＨｚ　無負荷　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

・実機の方形波の立ち上がり、立ち下がりがＬＴＳｐｉｃｅが示すものより遅いのは、そもそも発振器の出力自体がなまくらであるため。が、結論的には全く問題のない方形波応答である。

・また、スルーレートは５．６ｍＡ／１０ｐＦ＝５６０Ｖ／ｕＳが見込める。はずだが、それを１００ｋＨｚ方形波を過大入力した場合の立ち上がりの応答を時間軸拡大して計ってみる。・と、う～ん。まず立ち上がるまで６０ｎＳほど掛かっているし、傾きも８０ｎＳで２４Ｖなのでスルーレートは３００Ｖ／ｕＳといったところ。立ち上がるまでの時間を勘案すればもっと遅いものになるが。・まぁ、２段目差動アンプ周りのＣｏｂ等もろもろの寄生容量が効くのか、差動１段＋フォールデットカスコードの場合のようには行かないようだ。（爆）・なお、実機の方はこのレベルになると計るすべがないので不明。


・さらに、参考までに１ｋＨｚ正弦波入力に対する出力正弦波のＦＦＴを占っておく。負荷は他のヘッドフォンアンプと同条件にするため、まずは３００Ωである。

・最初は入力±１Ｖｐ－ｐ。すなわち出力は±１１Ｖｐ－ｐ。・高調波は２次が－１２０ｄＢ以下、３次で－１２０ｄＢ程度と最近作ったヘッドフォンアンプに比べるとレベルは４０ｄＢも少ない。２段目差動アンプというｇｍエンジンのおかげでオープンゲインが他のヘッドフォンアンプに比べて４０ｄＢ程度増加し、結果ＮＦＢも４０ｄＢ程度多いので、当然と言えば当然の結果だ。・したがって、歪率としては０．０００１％程度になるはずだが、ＬＴＳｐｉｃｅの占い結果は・Total Harmonic Distortion: 0.000161%。

・次に、入力を±０．１２８６Ｖｐ－ｐ、すなわち出力を±１．４１４Ｖｐ－ｐ（１Ｖr.m.s.）にした場合。・２次高調波が－１４０ｄＢ以下、３次高調波が－１５０ｄＢ程度とこちらも他のヘッドフォンアンプに比べると４０ｄＢ程度少ない。・したがって、歪率は・Total Harmonic Distortion: 0.000008%。

・次に入力±０．１２８６Ｖｐ－ｐ、出力±１．４１４Ｖｐ－ｐ（１Ｖr.m.s.）で、負荷が３０Ωの場合。・この場合でも、２次高調波が－１１０ｄＢ程度、３次高調波が－１００ｄＢ強で、歪率も・Total Harmonic Distortion: 0.001355%。・と、非常に良好だ。（＾＾）

・もとより、このヘッドフォンアンプはごく普通の低インピーダンスヘッドフォンがつながれることを想定したものであるから、こうなってもらわないと困る。（＾＾；　訳なのだが、この際、次に入力を±１Ｖｐ－ｐ、すなわち出力を±１１Ｖｐ－ｐの大出力とし、かつ負荷が３０Ωの場合のFFTを観る。

・さすがに高調波のオンパレードになった。ように見えるが、レベル的には最大の２次高調波でも－１００ｄB強であり、従って歪率も・Total Harmonic Distortion: 0.001845%。・と、±１．４１４Ｖｐ－ｐ（１Ｖr.m.s.）出力の場合と殆ど変わらない歪率である。・“謹製”に相応しい。かな。（＾＾）


・次に、このタイプ、すなわち２段差動アンプ＋エミッタフォロアの場合、出力にぶら下がる容量負荷に弱いという件である。・自家用なら実際に使う環境で問題がなければよいのであまり気にしないが、お遣いものとしては気にせざるを得ない。・ので、負荷３００Ωにパラで１０ｐＦ、１００ｐＦ、１０００ｐＦの容量がぶら下がった場合のゲイン＆位相－周波数特性をＬＴＳｐｉｃｅでパラメトリックに占う。

・結果がこう。・やはり１０ＭＨｚ以上の領域でオープンゲイン（緑）もループゲイン（青）もクローズドゲイン（緑）もしゃくれあがっている。しゃくれの度合いは大きい順にパラ容量が１０００ｐＦ、１００ｐＦ、１０ｐＦの場合である。・やはり、あまり芳しい結果ではない。が、パラ容量が１００ｐＦ程度までなら目くじらを立てるほどでもない。と言えるかもしれない。

・この問題への対策は周知のごとくアンプ出力にシリーズに小抵抗を入れることである。・ラインアンプなら１００Ωぐらいを入れれば良いのだが、ヘッドフォンアンプとしてはそれでは大きすぎる気がするので、色々とその抵抗値を変えて試してみると、勿論抵抗値は大きいほど効果があるが、この場合最低限１０Ωを入れればそれ以上の抵抗値の場合と遜色のない効果が得られるようだ。

・それがこれである。

・ので、まぁ、お遣いものとしては安全第一だし、１０Ω程度の抵抗なら仕方がないかなぁ、入れても。。。と思ったり、一方、この抵抗はＮＦＢループ外だし、したがって出力インピーダンスは完全に１０Ω増しになるので、ラインアンプならまだしも、インピーダンスが３０Ωとかのヘッドフォンが繋がるヘッドフォンアンプとしてはどうかなぁ。音悪くなりそう。。。とも思う。・と、優柔不断。
・と、思い悩むうちに、この辺１MHｚを超える領域になるとシミュレーターの占いと実機の現実の世界とのかい離が大きくなることに注意しないといけない。ということを思い出した。シミュレーションでは考慮していない現実世界の基板パターンや配線のインダクタンス、容量等が効いてきて、現実はシミュレーション結果より悪い状況になる。と考えるのが妥当だ。・ので、実機で実際に容量を負荷とした場合の方形波応答で1MHz以上の領域の状況を観じて判断しよう。
・と言うわけで１００ｋＨｚと１ＭＨｚの方形波応答を観る。・先ずはアンプ負荷、１，０００ｐF。入力は１Ｖｐ－ｐで、下が入力波形、上が出力波形。・結果、リンギングだ。・やはり、実機の１MHｚ以上での位相回転はシミュレーターが占うものよりずっと早くなるようだ。危うい、危うい。（＾＾；・が、発振には至っていないし、１０００ｐF容量負荷でこのリンギングなら許容範囲かもしれない。
１００ｋＨｚ　負荷１０００ｐF　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div	１ＭＨｚ　負荷１０００ｐF　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

・が、１０００ｐFの容量負荷では発振に至らなかったので、より少ない容量の場合は問題ないだろうと思ったものの、念のため容量負荷を３００ｐFにしてみたら。。。・発振だ！・。。。。。。。。。
１００ｋＨｚ　負荷３００ｐF　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div	１ＭＨｚ　負荷３００ｐF　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

・で、このような発振状態で悠長にオシロでその様子を眺めていてはいけない。終段が熱暴走を起こして壊れる可能性がある。・ので、早々に電源を切る。
・やはり対策は必須かな。・ということで、出力にシリーズに１０Ωを繋いだ場合はどうだろう。・まずは、１０Ωがないと発振してしまう３００ｐFの容量負荷ではどうか。
・１０Ωが効いて安定状態に戻った。・が、１ＭＨｚ方形波応答を観るとわずかながら波形にでこぼこがある。ので、MHｚ領域のクローズドゲインの減衰のどこかにまだピークがあることが分かる。・要するに１０Ωでは対策としてはまだ完全ではない。ので、容量負荷を１０００ｐFにしたら状況はさらに悪化する可能性がある。
１００ｋＨｚ　シリーズ１０Ω　負荷３００ｐF 下：０．５Ｖ／div　上：５V／div	１ＭＨｚ　シリーズ１０Ω　負荷３００ｐF 下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

・で、今度は容量負荷１，０００ｐFの場合。・やはり多少のリンギングが明確に生じている。
１００ｋＨｚ　シリーズ１０Ω　負荷１，０００ｐF 下：０．５Ｖ／div　上：５V／div	１ＭＨｚ　シリーズ１０Ω　負荷１，０００ｐF 下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

・ので、さらなる安全を目指せば１０Ωをもっと増やすなり、そもそもの位相補正Ｃを増やすなりの対策を講じなければならない。・が、最悪の想定もその対策も厳密にはきりがない。どこかで妥協する必要がある。・ので、１，０００ｐＦの容量負荷でこのリンギングなら妥協することにした。
・まぁ、これを観ても自家用であれば１０Ωのシリーズ抵抗も入れないで使う。と、判断するところだ。が、お遣いものとしてはそうも言えないし、お遣いものと考えれば出力短絡の場合を想定した保護回路も考えるべきで、出力にシリーズに抵抗を入れることはその保護回路にもなる。ので、結論としては、出力に１０Ωの抵抗をシリーズに入れよう。

・そして次に、ＤＣオフセットとドリフトである。・このヘッドフォンアンプも初段ＦＥＴに２．８ｍＡも流し、そのソース－ドレイン間電圧は２０Ｖ近いので、その損失は６０ｍＷ近くになる。先に作ったＣＤラインアンプ兼ヘッドフォンアンプに同じだ。この間に私のＦＥＴのペア選別能力が上がったということはありえないので、このヘッドフォンアンプもパッシブＤＣサーボ導入前のＣＤラインアンプ兼ヘッドフォンアンプ並のＤＣオフセットとドリフトが発生する可能性が高い。・と思っていたのだが、正にそのとおりだった。（爆）（＾＾；・が、今回はＣＤラインアンプではなく、このアンプの後に別のアンプが繋がることはないし、数１０ｍＶ程度のＤＣ漏れでヘッドフォンが壊れることはない。ので、今回はパッシブＤＣサーボは入れない。・それにしても、シングルＦＥＴの素朴な熱結合でＤＣオフセットとドリフトを低く抑えるのはなかなかに難しいものである。ＤＣサーボの助けを借りずにこれを±１ｍＶ以内などに収めるためには、デュアルＦＥＴを起用し、その動作点をいわゆるＱポイントに置き、さらにカスコード回路でそのドレイン－ソース間電圧を下げて損失も極小にするなど、かつてのＫ式ＧＯＡで採用されていた手法を総動員する必要があるのかもしれない。で、先ずはデュアルＦＥＴを使いたいところだが、今となってはデュアルＦＥＴなどこの世から消えてしまっている。。。

・といったところで、そろそろ検討を終了とし、基板をケースに収める。・ケースはタカチ電機工業のＯＳ４９－２３－１６ＳＳ。

・全体回路図はこう。・アンプ部は、入力に東京コスモス電機のＲＶ３０ＹＧ５０ｋΩＡ型を入れ、出力に１０Ωを加えてある。・電源部は、トランスに東栄変成器の小型電源トランスを使い、３１ＤＦ２でブリッジ整流しただけの回路である。電源スイッチには日本開閉器工業の超高輝度LED内蔵型照光式トグルスイッチを使ってみた。光るレバーがなかなかにシック。かな。（＾＾；

・で、その音。・出力に１０Ωのシリーズ抵抗を入れたこともありどうかと思ったのだが、あまりその影響は感じない。ＮＦＢ量が最近作った他のヘッドフォンアンプより多いが、それによる特段の違いを感じるところもない。が、敢えて言えば一層滑らかで清らか。とても良い音だわぃ。（＾＾）


・ところで、この際、安くて音の良いヘッドフォンはないか？という捜索依頼があった。・安いと言っても人によって想定する金額が異なるのだがどうも１万円程度らしい。ので、ある日某家電量販店に出かけてみた。・が、専用のアンプがあてがわれている高級品と違い、このレベルだと音は聴けるものの多数パラで鳴らされているようで、ソースのクオリティも悪く音量もばらばらで、判別は困難を極める。・のだが、なんとか２機種を選んでみた。DENONのAH-D１０００とａｕｄｉｏ-ｔｅｃｈｎｉｃａのＡＴＨ－Ａ９００。多少１万円をオーバーするが買うところで買えばどちらも１万円ちょっと。

・で、そもそも本命として選んだのはＡＨ－Ｄ１０００である。その音は他の大方のヘッドフォンのようにエッジを効かせてハイファイ感を出すような高域のしゃくれ感（しゃりしゃり感、刺激感）がなく、しかも低域が豊かなので、比較すると柔らかいと感じる音なのだが、実はこのＡＨ－Ｄ１０００の方が低域から高域まで自然なバランスで、他がちょい聴き良い音に感じるように作られているようだ。ＤＥＮＯＮのヘッドフォンは最高級のＡＨ－Ｄ７０００から価格がその１／１０のこのＡＨ－Ｄ１０００まで音が良く似ており、このＡＨ－Ｄ１０００も最高級のＡＨ－Ｄ７０００の音に通じる良さをもっている。その意味ではコストパフォーマンスも高い。・ａｕｄｉｏ-ｔｅｃｈｎｉｃａのＡＴＨ－Ａ９００は、そのエッジを効かせてハイファイ感を出す方のタイプだが、開放型のように音が拡散して散漫になるところがなく、芯のある充実した音が密閉型の特徴を良く出しているので選んでみた。のだが、新品で鳴らしてみたら家電量販店で聴いた音と違って刺すようなとげとげしさで大きさの割に低音も出ず、ブリキ板が鳴っているような音で驚いてしまった。が、我慢して聴いているうちにあっという間にこなれて低音から高音までスムーズに出るようになってウェルバランスになってきた。ので再度驚いた。が、そうなってもやはり性格的にはややハイあがり。それで爽快さや繊細感が強調される。が、エージングのしがいがあるタイプのようなので、使い込むとなかなか良い仕上がりになるかもしれない。が、この辺で固まるのかも知れない。・で、結論として、当初見込みどおりにお勧めすべきはＡＨ－Ｄ１０００。これは名器。

・と、いうわけでこの組み合わせで記念写真を一枚。・で、これらはもう手元にはない。ある日目出度く貰われていった。（＾＾）

（２００９年１２月２０日）

・またヘッドフォンアンプを作ってみる。今回はお遣いものである。・自分で使うのであればインピーダンス３００ΩのＨＤ６００をベースに考えれば良いわけだが、お遣いものとなればもっと低インピーダンスのヘッドフォンが使われることを想定しなければならない。まぁ、普通に３０Ω、場合によってはそれ以下のインピーダンスのヘッドフォンがつながれることを想定する必要がある。・となると、最近作った自家用ヘッドフォンアンプのような１段差動ベースではゲイン不足の感なきにしもあらず。なので、２段差動アンプで考えるべきか。・と、色々と考えてこういう回路である。・折角２段差動アンプを採用するのであれば、その特徴、能力を最大限発揮させるものにしたい。から、２段目にはカスコード回路とウィルソン型カレントミラーを付加して２段目のｇｍをフルに使い、そのＰＰ出力を終段プッシュプルダーリントンエミッタフォロアに引き渡す。・で、結局は、まぁ、ごく普通の回路。（爆）　Ｋ式ＧＯＡ最終形の回路そのもののようにも見える。が、ＧＯＡ抵抗は付けていないのでそもそもＧＯＡとは言えない。し、初段の動作点が２．８ｍＡと大きく、その分ドレイン抵抗が小さいなどの違いもある。どちらかといえばＬＨ００３２に近いか。・なお、２段目差動アンプ左側にも２０ｐＦの位相補正Ｃを付けてある。いにしえのＧＯＡの場合はここに右側の半分のＣを付けるものだった。が、今回、慎重にヒヤリングした結果、この場合は右側の倍のＣを付けるのが音的に良い。ということを発見したのである。・と、言うのは嘘で（＾＾；、この２０ｐＦがないと１０ＭＨｚ以上の高域でオープンゲインの減衰カーブが緩やかになってＮＦＢ的に不安定方向になるのだが、それをこの２０ｐＦのＣで防げる。と、ＬＴＳｐｉｃｅが占うのでこうしたもの。

・初段の動作点は２．８ｍＡ。なのでその裸のｇｍは規格表から２．８ｍＳ。オフセット調整用の抵抗によって電流帰還が掛かるので、初段のｇｍ１＝２．８／（１＋２．８＊０．１）≒２．２ｍＳ。初段の負荷はドレイン抵抗５６０Ωと２段目の入力抵抗の並列合成値Ｒaだが、２段目動作点が５．３ｍＡなのでそのｇｍ２≒４０×５．３＝２１２ｍＳ、そのｈｆｅを３００としてｈｉｅ＝３００／２１２≒１．４ｋΩ。なので並列合成値Ｒa＝４００Ω。従って、初段のゲインＡ１は、２．２ｍＳ×０．４ｋΩ＝０．８８倍（△１．１１ｄＢ）。差動アンプなので本来その１／２だが、２段目でＰＰ合成され２倍になるのでこのままにする。・２段目のゲインは２段目のｇｍ２（＝２１２ｍＳ）×その負荷抵抗値だが、２段目の負荷は、低域では、２段目カスコードアンプの出力抵抗とウィルソン型カレントミラーの出力抵抗、そして終段ダーリントンエミッタフォロアの入力抵抗の並列合成値Ｒb。ダーリントンエミッタフォロアの入力抵抗はダーリントン前後段ＴＲのｈｆｅを各１００として無負荷時は（６．８ｋ＋０．６８ｋ）×１００×１００≒７５ＭΩ、ウィルソン型カレントミラーの出力抵抗は電流帰還が掛かってエミッタ接地の場合の出力抵抗×ｈｆｅ／２程度らしいので、２ＳＣ２２４０の規格表からエミッタ接地の場合の出力抵抗をまぁ３０ｋΩ、ＢＬランクなのでｈｆｅ＝５００として、３０ｋΩ＊５００／２＝７．５ＭΩ。カスコード回路の２ＳＡ９７０の出力抵抗の計算はまともに考えると難かしそうなので、下左図の回路でＬＴＳｐｉｃｅで占ってみると下右図のとおりで、その出力抵抗は４．４ＭΩ。なのでＲｂ＝２．６７ＭΩ。したがって２段目のゲインＡ２は、低域で２１２ｍＳ×２．６７ＭΩ＝５６６，０４０倍≒１１５ｄＢ。・そして終段の電圧ゲインは１倍なので、結果オープンゲインは低域でＡ１×Ａ２＝０．８８×５６６，０４０＝４９８，１１５倍≒１１４ｄＢ。

・高域については、２段目のＢ－Ｃ間の位相補正Ｃによるミラー効果で、その電圧ゲインはＡ２／（１＋２πｆ（１＋Ａ２）ＣＲa）になるので、オープンゲインはＡ１＊Ａ２／（１＋２πｆ（１＋Ａ２）ＣＲa）。この場合Ａ２が大きく、ｆも大きく（要するに周波数が高く）なるほどにＡ１＊Ａ２／（１＋２πｆ（１＋Ａ２）ＣＲa）≒Ａ１／２πｆＣＲaとなり、さらにＡ１＝ｇｍ１＊Ｒaなので、結局高域のオープンゲイン＝ｇｍ１／２πｆＣである。すなわち、高域のオープンゲインは、初段のｇｍ１×２段目位相補正Ｃのインピーダンス　のみで決まる。だからここの位相補正コンデンサーには出来るだけ良いものを使いたい。ということになる。・で、高域のオープンゲインはｇｍ１／２πｆＣで計算しても、今回の回路ではＡ２が概算５６６，０４０倍もあるので１ｋＨｚ以上では殆ど誤差はない。が、エクセルが簡単に計算してくれるのでＡ１＊Ａ２／（１＋２πｆ（１＋Ａ２）ＣＲa）で計算してみると、１Ｈｚで１１４ｄＢ、１０Ｈｚで１１３ｄＢ、１００Ｈｚで１０６ｄＢ、１ｋＨｚで９０ｄＢ、１０ｋＨｚで７１ｄＢ、１００ｋＨｚで５１ｄＢ、１ＭＨｚで３１ｄＢ、１０ＭＨｚで１１ｄＢ、１００ＭＨｚで－９ｄＢとなる。　・利得交点周波数は当然１ｋＨｚ以上であることが想定されるのでＡ＝ｇｍ１／２πｆＣで計算してＡ＝１／βになる周波数なので、そのｆ＝ｇｍ１＊β／２πｃ＝０．００２２＊０．０９１／（６．２８＊０．００００００００００１）≒３．１９ＭＨｚとなる。私のような素人にはこれが３ＭＨｚ以下であることが望ましい。と言われているのでちょっと高いのだが、まぁこの程度ならいいか。（＾＾；　なので、位相補正Ｃ＝１０ｐＦも初段のｇｍ１の設定もこれでいく。・で、そうするとスルーレートは５．６ｍＡ／１０ｐＦ＝５６０Ｖ／ｕＳが見込めることになる。と言っても、別にスルーレートが大きいと音が良いと言っている訳ではない。（爆）・と、概略計算されるのだが、どうか。ＬＴＳｐｉｃｅで占ってみる。・そのオープンゲイン（赤）は１００Ｈｚ以上については殆ど計算どおりである。最低域は計算よりやや少なく１１０ｄＢという占い結果。だが、まぁこんなものだろう。

・インピーダンスの低いヘッドフォンアンプが負荷になった場合にはどうなるのか。は、当然計算すれば出る。が、面倒なので、ＬＴＳｐｉｃｅでアンプの負荷を３Ω、３０Ω、３００Ω、３ｋΩ、３０ｋΩとパラメトリックに変化させた場合のゲイン＆位相－周波数特性を観る。

・オープンゲイン（赤）は下から負荷３Ω、３０Ω、３００Ω、３ｋΩ、３０ｋΩの場合で、３ｋΩ、３０ｋΩの場合のオープンゲインは殆ど重なっている。・で、負荷３Ωでも低域で７２ｄＢのオープンゲインがある。終段の電流供給能力さえ十分ならばスピーカーも鳴らせると思われる結果だ。から、ヘッドフォン用としては十二分だろう。・また、ループゲイン（青）で明らかだが、負荷のインピーダンスの低下はＮＦＢ的により安定方向に働く。・ので、これで良いのではないだろうか。（＾＾）


・と言うわけで、実機を組んでみる。・位相補正コンデンサーには出来るだけ良いものを使いたい。ということでＳＥコン。

・その回路はこう。・要するにシミュレートした回路に同じである。


・で、早速その動作が適切かどうかを方形波応答で確認する。・上から１０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ、５００ｋＨｚ、１ＭＨｚの方形波応答で、左はＬＴＳｐｉｃｅの占い波形、右が実機の応答波形。・入力は１Ｖｐ－ｐであり、どの写真も下の波形が入力波形、上の波形が出力波形。
１０ｋＨｚ	１０ｋＨｚ　無負荷　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

１００ｋＨｚ	１００ｋＨｚ　無負荷　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

５００ｋＨｚ	５００ｋＨｚ　無負荷　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

１ＭＨｚ	１ＭＨｚ　無負荷　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

・実機の方形波の立ち上がり、立ち下がりがＬＴＳｐｉｃｅが示すものより遅いのは、そもそも発振器の出力自体がなまくらであるため。が、結論的には全く問題のない方形波応答である。

・また、スルーレートは５．６ｍＡ／１０ｐＦ＝５６０Ｖ／ｕＳが見込める。はずだが、それを１００ｋＨｚ方形波を過大入力した場合の立ち上がりの応答を時間軸拡大して計ってみる。・と、う～ん。まず立ち上がるまで６０ｎＳほど掛かっているし、傾きも８０ｎＳで２４Ｖなのでスルーレートは３００Ｖ／ｕＳといったところ。立ち上がるまでの時間を勘案すればもっと遅いものになるが。・まぁ、２段目差動アンプ周りのＣｏｂ等もろもろの寄生容量が効くのか、差動１段＋フォールデットカスコードの場合のようには行かないようだ。（爆）・なお、実機の方はこのレベルになると計るすべがないので不明。


・さらに、参考までに１ｋＨｚ正弦波入力に対する出力正弦波のＦＦＴを占っておく。負荷は他のヘッドフォンアンプと同条件にするため、まずは３００Ωである。

・最初は入力±１Ｖｐ－ｐ。すなわち出力は±１１Ｖｐ－ｐ。・高調波は２次が－１２０ｄＢ以下、３次で－１２０ｄＢ程度と最近作ったヘッドフォンアンプに比べるとレベルは４０ｄＢも少ない。２段目差動アンプというｇｍエンジンのおかげでオープンゲインが他のヘッドフォンアンプに比べて４０ｄＢ程度増加し、結果ＮＦＢも４０ｄＢ程度多いので、当然と言えば当然の結果だ。・したがって、歪率としては０．０００１％程度になるはずだが、ＬＴＳｐｉｃｅの占い結果は・Total Harmonic Distortion: 0.000161%。

・次に、入力を±０．１２８６Ｖｐ－ｐ、すなわち出力を±１．４１４Ｖｐ－ｐ（１Ｖr.m.s.）にした場合。・２次高調波が－１４０ｄＢ以下、３次高調波が－１５０ｄＢ程度とこちらも他のヘッドフォンアンプに比べると４０ｄＢ程度少ない。・したがって、歪率は・Total Harmonic Distortion: 0.000008%。

・次に入力±０．１２８６Ｖｐ－ｐ、出力±１．４１４Ｖｐ－ｐ（１Ｖr.m.s.）で、負荷が３０Ωの場合。・この場合でも、２次高調波が－１１０ｄＢ程度、３次高調波が－１００ｄＢ強で、歪率も・Total Harmonic Distortion: 0.001355%。・と、非常に良好だ。（＾＾）

・もとより、このヘッドフォンアンプはごく普通の低インピーダンスヘッドフォンがつながれることを想定したものであるから、こうなってもらわないと困る。（＾＾；　訳なのだが、この際、次に入力を±１Ｖｐ－ｐ、すなわち出力を±１１Ｖｐ－ｐの大出力とし、かつ負荷が３０Ωの場合のFFTを観る。

・さすがに高調波のオンパレードになった。ように見えるが、レベル的には最大の２次高調波でも－１００ｄB強であり、従って歪率も・Total Harmonic Distortion: 0.001845%。・と、±１．４１４Ｖｐ－ｐ（１Ｖr.m.s.）出力の場合と殆ど変わらない歪率である。・“謹製”に相応しい。かな。（＾＾）


・次に、このタイプ、すなわち２段差動アンプ＋エミッタフォロアの場合、出力にぶら下がる容量負荷に弱いという件である。・自家用なら実際に使う環境で問題がなければよいのであまり気にしないが、お遣いものとしては気にせざるを得ない。・ので、負荷３００Ωにパラで１０ｐＦ、１００ｐＦ、１０００ｐＦの容量がぶら下がった場合のゲイン＆位相－周波数特性をＬＴＳｐｉｃｅでパラメトリックに占う。

・結果がこう。・やはり１０ＭＨｚ以上の領域でオープンゲイン（緑）もループゲイン（青）もクローズドゲイン（緑）もしゃくれあがっている。しゃくれの度合いは大きい順にパラ容量が１０００ｐＦ、１００ｐＦ、１０ｐＦの場合である。・やはり、あまり芳しい結果ではない。が、パラ容量が１００ｐＦ程度までなら目くじらを立てるほどでもない。と言えるかもしれない。

・この問題への対策は周知のごとくアンプ出力にシリーズに小抵抗を入れることである。・ラインアンプなら１００Ωぐらいを入れれば良いのだが、ヘッドフォンアンプとしてはそれでは大きすぎる気がするので、色々とその抵抗値を変えて試してみると、勿論抵抗値は大きいほど効果があるが、この場合最低限１０Ωを入れればそれ以上の抵抗値の場合と遜色のない効果が得られるようだ。

・それがこれである。

・ので、まぁ、お遣いものとしては安全第一だし、１０Ω程度の抵抗なら仕方がないかなぁ、入れても。。。と思ったり、一方、この抵抗はＮＦＢループ外だし、したがって出力インピーダンスは完全に１０Ω増しになるので、ラインアンプならまだしも、インピーダンスが３０Ωとかのヘッドフォンが繋がるヘッドフォンアンプとしてはどうかなぁ。音悪くなりそう。。。とも思う。・と、優柔不断。
・と、思い悩むうちに、この辺１MHｚを超える領域になるとシミュレーターの占いと実機の現実の世界とのかい離が大きくなることに注意しないといけない。ということを思い出した。シミュレーションでは考慮していない現実世界の基板パターンや配線のインダクタンス、容量等が効いてきて、現実はシミュレーション結果より悪い状況になる。と考えるのが妥当だ。・ので、実機で実際に容量を負荷とした場合の方形波応答で1MHz以上の領域の状況を観じて判断しよう。
・と言うわけで１００ｋＨｚと１ＭＨｚの方形波応答を観る。・先ずはアンプ負荷、１，０００ｐF。入力は１Ｖｐ－ｐで、下が入力波形、上が出力波形。・結果、リンギングだ。・やはり、実機の１MHｚ以上での位相回転はシミュレーターが占うものよりずっと早くなるようだ。危うい、危うい。（＾＾；・が、発振には至っていないし、１０００ｐF容量負荷でこのリンギングなら許容範囲かもしれない。
１００ｋＨｚ　負荷１０００ｐF　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div	１ＭＨｚ　負荷１０００ｐF　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

・が、１０００ｐFの容量負荷では発振に至らなかったので、より少ない容量の場合は問題ないだろうと思ったものの、念のため容量負荷を３００ｐFにしてみたら。。。・発振だ！・。。。。。。。。。
１００ｋＨｚ　負荷３００ｐF　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div	１ＭＨｚ　負荷３００ｐF　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

・で、このような発振状態で悠長にオシロでその様子を眺めていてはいけない。終段が熱暴走を起こして壊れる可能性がある。・ので、早々に電源を切る。
・やはり対策は必須かな。・ということで、出力にシリーズに１０Ωを繋いだ場合はどうだろう。・まずは、１０Ωがないと発振してしまう３００ｐFの容量負荷ではどうか。
・１０Ωが効いて安定状態に戻った。・が、１ＭＨｚ方形波応答を観るとわずかながら波形にでこぼこがある。ので、MHｚ領域のクローズドゲインの減衰のどこかにまだピークがあることが分かる。・要するに１０Ωでは対策としてはまだ完全ではない。ので、容量負荷を１０００ｐFにしたら状況はさらに悪化する可能性がある。
１００ｋＨｚ　シリーズ１０Ω　負荷３００ｐF 下：０．５Ｖ／div　上：５V／div	１ＭＨｚ　シリーズ１０Ω　負荷３００ｐF 下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

・で、今度は容量負荷１，０００ｐFの場合。・やはり多少のリンギングが明確に生じている。
１００ｋＨｚ　シリーズ１０Ω　負荷１，０００ｐF 下：０．５Ｖ／div　上：５V／div	１ＭＨｚ　シリーズ１０Ω　負荷１，０００ｐF 下：０．５Ｖ／div　上：５V／div

・ので、さらなる安全を目指せば１０Ωをもっと増やすなり、そもそもの位相補正Ｃを増やすなりの対策を講じなければならない。・が、最悪の想定もその対策も厳密にはきりがない。どこかで妥協する必要がある。・ので、１，０００ｐＦの容量負荷でこのリンギングなら妥協することにした。
・まぁ、これを観ても自家用であれば１０Ωのシリーズ抵抗も入れないで使う。と、判断するところだ。が、お遣いものとしてはそうも言えないし、お遣いものと考えれば出力短絡の場合を想定した保護回路も考えるべきで、出力にシリーズに抵抗を入れることはその保護回路にもなる。ので、結論としては、出力に１０Ωの抵抗をシリーズに入れよう。

・そして次に、ＤＣオフセットとドリフトである。・このヘッドフォンアンプも初段ＦＥＴに２．８ｍＡも流し、そのソース－ドレイン間電圧は２０Ｖ近いので、その損失は６０ｍＷ近くになる。先に作ったＣＤラインアンプ兼ヘッドフォンアンプに同じだ。この間に私のＦＥＴのペア選別能力が上がったということはありえないので、このヘッドフォンアンプもパッシブＤＣサーボ導入前のＣＤラインアンプ兼ヘッドフォンアンプ並のＤＣオフセットとドリフトが発生する可能性が高い。・と思っていたのだが、正にそのとおりだった。（爆）（＾＾；・が、今回はＣＤラインアンプではなく、このアンプの後に別のアンプが繋がることはないし、数１０ｍＶ程度のＤＣ漏れでヘッドフォンが壊れることはない。ので、今回はパッシブＤＣサーボは入れない。・それにしても、シングルＦＥＴの素朴な熱結合でＤＣオフセットとドリフトを低く抑えるのはなかなかに難しいものである。ＤＣサーボの助けを借りずにこれを±１ｍＶ以内などに収めるためには、デュアルＦＥＴを起用し、その動作点をいわゆるＱポイントに置き、さらにカスコード回路でそのドレイン－ソース間電圧を下げて損失も極小にするなど、かつてのＫ式ＧＯＡで採用されていた手法を総動員する必要があるのかもしれない。で、先ずはデュアルＦＥＴを使いたいところだが、今となってはデュアルＦＥＴなどこの世から消えてしまっている。。。

・といったところで、そろそろ検討を終了とし、基板をケースに収める。・ケースはタカチ電機工業のＯＳ４９－２３－１６ＳＳ。

・全体回路図はこう。・アンプ部は、入力に東京コスモス電機のＲＶ３０ＹＧ５０ｋΩＡ型を入れ、出力に１０Ωを加えてある。・電源部は、トランスに東栄変成器の小型電源トランスを使い、３１ＤＦ２でブリッジ整流しただけの回路である。電源スイッチには日本開閉器工業の超高輝度LED内蔵型照光式トグルスイッチを使ってみた。光るレバーがなかなかにシック。かな。（＾＾；

・で、その音。・出力に１０Ωのシリーズ抵抗を入れたこともありどうかと思ったのだが、あまりその影響は感じない。ＮＦＢ量が最近作った他のヘッドフォンアンプより多いが、それによる特段の違いを感じるところもない。が、敢えて言えば一層滑らかで清らか。とても良い音だわぃ。（＾＾）


・ところで、この際、安くて音の良いヘッドフォンはないか？という捜索依頼があった。・安いと言っても人によって想定する金額が異なるのだがどうも１万円程度らしい。ので、ある日某家電量販店に出かけてみた。・が、専用のアンプがあてがわれている高級品と違い、このレベルだと音は聴けるものの多数パラで鳴らされているようで、ソースのクオリティも悪く音量もばらばらで、判別は困難を極める。・のだが、なんとか２機種を選んでみた。DENONのAH-D１０００とａｕｄｉｏ-ｔｅｃｈｎｉｃａのＡＴＨ－Ａ９００。多少１万円をオーバーするが買うところで買えばどちらも１万円ちょっと。

・で、そもそも本命として選んだのはＡＨ－Ｄ１０００である。その音は他の大方のヘッドフォンのようにエッジを効かせてハイファイ感を出すような高域のしゃくれ感（しゃりしゃり感、刺激感）がなく、しかも低域が豊かなので、比較すると柔らかいと感じる音なのだが、実はこのＡＨ－Ｄ１０００の方が低域から高域まで自然なバランスで、他がちょい聴き良い音に感じるように作られているようだ。ＤＥＮＯＮのヘッドフォンは最高級のＡＨ－Ｄ７０００から価格がその１／１０のこのＡＨ－Ｄ１０００まで音が良く似ており、このＡＨ－Ｄ１０００も最高級のＡＨ－Ｄ７０００の音に通じる良さをもっている。その意味ではコストパフォーマンスも高い。・ａｕｄｉｏ-ｔｅｃｈｎｉｃａのＡＴＨ－Ａ９００は、そのエッジを効かせてハイファイ感を出す方のタイプだが、開放型のように音が拡散して散漫になるところがなく、芯のある充実した音が密閉型の特徴を良く出しているので選んでみた。のだが、新品で鳴らしてみたら家電量販店で聴いた音と違って刺すようなとげとげしさで大きさの割に低音も出ず、ブリキ板が鳴っているような音で驚いてしまった。が、我慢して聴いているうちにあっという間にこなれて低音から高音までスムーズに出るようになってウェルバランスになってきた。ので再度驚いた。が、そうなってもやはり性格的にはややハイあがり。それで爽快さや繊細感が強調される。が、エージングのしがいがあるタイプのようなので、使い込むとなかなか良い仕上がりになるかもしれない。が、この辺で固まるのかも知れない。・で、結論として、当初見込みどおりにお勧めすべきはＡＨ－Ｄ１０００。これは名器。

・と、いうわけでこの組み合わせで記念写真を一枚。・で、これらはもう手元にはない。ある日目出度く貰われていった。（＾＾）